Un CMOS de 64k píxeles

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 11799 (2023) Citar este artículo

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El módulo DEPFET de 64k píxeles es el componente sensible clave del sensor DEPFET con compresión de señal (DSSC), un detector híbrido 2D de gran área para capturar y medir rayos X suaves en el XFEL europeo. La cámara final de 1 megapíxel tiene que detectar fotones con energías entre \(250\,\text{eV}\) y \(6\,\text{keV}\) y debe proporcionar una velocidad máxima de fotogramas de \(4,5). \,\text{MHz}\) para hacer frente a la estructura de grupo única del XFEL europeo. Este trabajo resume las funcionalidades y propiedades de los primeros módulos ensamblados con matrices CMOS-DEPFET de formato completo, con \(512\,\times \,128\) píxeles de forma hexagonal con una longitud lateral de 136 μm. Los sensores de píxeles utilizan la tecnología DEPFET para lograr una capacitancia de entrada extremadamente baja para una excelente resolución de energía y, al mismo tiempo, una capacidad intrínseca de compresión de señal sin ningún cambio de ganancia. Cada píxel del ASIC de lectura incluye un circuito de cancelación de corriente con polarización DEPFET, un filtro de forma trapezoidal, un ADC de 9 bits y una memoria digital de 800 palabras. El recorte, la calibración y la caracterización final se realizaron en un banco de pruebas de laboratorio en DESY. Todas las características del detector se evalúan en \(18\,^{\circ }\text{C}\). Se logra una excelente carga de ruido equivalente de \(9,8\)e-rms a una velocidad de cuadro de 1,1 MHz y una ganancia de 26,8 unidades analógicas a digitales por keV (\(\,\text {ADU}/\text{keV }\)). En \(4.5\,\text{MHz}\) y \(3.1\,\,\text {ADU}/\text{keV}\), un ruido de \(25.5\) e−rms y un rango dinámico de \(26\,\text{k}\text {e}^{-}\) se obtienen. El rango dinámico más alto de \(1.345\,\text{M}\text {e}^{-}\) se alcanza en \(2.25\,\text{MHz}\) y \(1.6\,\text { ADU}/\text{keV}\). Estos valores pueden cumplir con la especificación del proyecto DSSC.

El XFEL europeo (EuXFEL) es una fuente de láser de electrones libres de rayos X, donde hasta 2700 pulsos de rayos X extremadamente brillantes de un solo tren a \(4,5\,\text{MHz}\) se repiten cada \(100 \,\text{ms}\)1. Su exclusivo esquema de agrupación plantea grandes desafíos de diseño para el desarrollo del detector de imágenes. Se han diseñado específicamente tres tipos de detectores de 1 megapíxel con diferentes conceptos para hacer frente al rango de energía de rayos X, la velocidad máxima de cuadros y el rango dinámico requeridos.

El detector de píxeles grandes (LPD)2 tiene píxeles cuadrados de \({500}\)-μm de tamaño y fue diseñado para funcionar en el rango de energía entre \(5\) y \(20\,\text{keV} \). Su electrónica de píxeles cuenta con un amplificador sensible a la carga (CSA) con tres etapas de ganancia y una memoria analógica de 512 celdas por etapa operadas en paralelo. La digitalización se ejecuta durante los intervalos del tren gracias a un convertidor analógico a digital (ADC) a nivel de columna en el chip. La ruta de ganancia conveniente se selecciona fuera del chip para lograr el máximo rango dinámico. El detector es parte del instrumento científico de Experimentos de rayos X de femtosegundos (FXE) en EuXFEL3.

El detector de píxeles con integración de ganancia adaptativa (AGIPD)4 apunta al mismo rango de energía que el LPD, pero ofrece una resolución espacial de \(200\) μm. Cuenta con un CSA con tres ganancias seleccionadas dinámicamente según la salida del CSA. Una etapa de doble muestreo correlacionado (CDS) elimina el ruido de reinicio y su salida se almacena en una memoria analógica de 352 celdas. Posteriormente, sus datos analógicos se digitalizan mediante ADC fuera del chip. El AGIPD es parte de la Cristalografía de Femtosegundos en Serie (SPB/SFX)5 de Partículas Únicas, Clústeres y Biomoléculas y de los Instrumentos de Dinámica y Imagen de Materiales (MID)6.

El sensor de transistor de efecto de campo agotado (DEPFET) con compresión de señal (DSSC) apunta al rango de rayos X suaves entre \(250\,\text{eV}\) y \(6\,\text{keV}\). Una primera cámara se basa en células detectoras pasivas de deriva de silicio miniaturizadas (mini-SDD) de forma hexagonal con una longitud lateral de \(136\) μm7, correspondiente a un diámetro de área igual de \(247\) μm. La cadena de lectura de cada píxel comprende un CSA, un filtro variable en el tiempo con función de ponderación trapezoidal, un ADC de 9 bits con capacidad de ajuste de ganancia y compensación y una SRAM con una capacidad de almacenamiento de 800 muestras. Por lo tanto, el detector DSSC no sólo ofrece la capacidad de almacenamiento más profunda entre las tres versiones de detector, sino que también es único con su enfoque de digitalizador por píxel. Otra característica única se refiere a la capacidad de apagado de los bloques de señales mixtas y analógicas no utilizados durante la lectura de la memoria dentro de los espacios entre trenes. De esta manera, la disipación de energía en el vacío se reduce drásticamente a \(149\,\text{W}\) en contraste con el AGIPD (\(550\,\text{W}\)). El consumo de energía del detector de 1 megapíxel que comprende la electrónica de vacío exterior es \(263\,\text{W}\) en comparación con el AGIPD (\(1.2\,\text{kW}\)4) y LPD ( \(12\,\text{kW}\)8). La ganancia de la cadena de procesamiento de señales se puede ajustar en el CSA, en el filtro y en el ADC, de modo que la versión actual del generador de imágenes DSSC con sensor mini-SDD pasivo cubra todo el rango de energía con una granularidad de ganancia inferior al uno por ciento7. El generador de imágenes alcanzó una carga de ruido equivalente (ENC) de aproximadamente \(60\,\text {e}^{-}\text {rms}\) a una velocidad de fotogramas máxima de \(4,5\,\text{MHz}\ ), donde el rango dinámico lineal está limitado a un máximo de 9 bits. La cámara fue puesta en servicio y está en uso en los instrumentos de rayos X blandos de Espectroscopía y Dispersión Coherente (SCS)9 y de Sistemas Cuánticos Pequeños (SQS) en EuXFEL.

Otros detectores que apuntan al régimen de rayos X suaves muy por debajo de \(1\,\text{keV}\) también se basan en la tecnología híbrida o provienen de la clase de dispositivos de carga acoplada (CCD) y generadores de imágenes CMOS monolíticos. Ofrecen una resolución espacial más alta pero tienen velocidades de cuadro limitadas. Para mejorar el rendimiento a bajas energías de rayos X, en el Laboratorio Lincoln del MIT se está desarrollando una nueva lectura CCD, denominada lectura sensible a un solo electrón (SiSeRO). Cuenta con un amplificador de puerta flotante compuesto por un transistor MOSFET con una puerta interna utilizada para leer la carga recolectada por la matriz CCD, y se basa en el concepto DEPFET de lectura repetitiva no destructiva (RNDR)11. Los autores del artículo pudieron obtener un rendimiento de ruido de \(15\,\text {e}^{-}\text {rms}\) en \(500\,\text{kpixel}/{\rm s}\ ), correspondiente a una velocidad de fotogramas de aproximadamente \(2\,\text{Hz}\) de su concepto de lectura. Como candidato híbrido, el detector MÖNCH alcanzó una ENC de aproximadamente \(40\,\text {e}^{-}\text {rms}\) en \(3\,\text {kfps}\) para un único \ ({25}\)-μm paso de píxel12. El detector pnCCD con un tamaño de píxel de \({75}\)-μm es parte del instrumento SQS en EuXFEL y puede funcionar con velocidades de cuadro de hasta 100 Hz\({\text{Hz}}\). En experimentos con usuarios, se logró una ENC alrededor de \(10\,\text {e}^{-}\text {rms}\)13. Un ejemplo monolítico es el sensor de imagen CMOS de rayos X blandos (sxCMOS), que se basa en obleas de silicio cultivadas por Czochralski con baja concentración de oxígeno y una parte trasera adelgazada a \(45\) μm. Con un tamaño de píxel de \(22,4\) μm, el generador de imágenes alcanzó un nivel de ruido de \(8,1\,\text {e}^{-}\text {rms}\) a una velocidad de \(450\,\text{ Hz}\)14. Excepto sxCMOS, todas las cámaras mencionadas utilizan sustratos de oblea gruesos de alta resistividad para la absorción de fotones, lo que permite su uso eficiente también con energías de fotones más altas, mientras que los generadores de imágenes CMOS clásicos utilizan capas epitaxiales delgadas. Recientemente, se demostró una eficiencia cuántica suficiente en el dominio de los rayos X suaves para los generadores de imágenes con iluminación posterior. Utilizando la epicapa de \(10\) μm de espesor de una tecnología CMOS comercial de 180 nm y el posprocesamiento externo de su parte posterior, el detector Percival de paso de píxeles de \({27}\)-μm obtuvo una velocidad de cuadros máxima y una mínima. ENC de aproximadamente \(83\,\text{Hz}\) y \(16\,\text {e}^{-}\text {rms}\), respectivamente15. Además, Desjardins et al.16 utilizaron un generador de imágenes CMOS totalmente comercial (GSENSE 400BSI-GP) con epicapa de \({4}\)-μm y tamaño de píxel de \({11}\)-μm para experimentos en condiciones suaves. Rama de rayos X de la línea de metrología en el sincrotrón SOLEIL. Lograron una ENC mínima de \(6\,\text {e}^{-}\text {rms}\) a una velocidad de fotogramas de \(24\,\text{Hz}\). También existen enfoques de generación de imágenes CMOS completamente agotados basados ​​en sustratos de alta resistividad adelgazados y posprocesados ​​para aplicaciones de rayos X blandos17,18. Para cumplir con la alta sensibilidad y velocidad de fotogramas objetivo, la electrónica de píxeles del detector ePixM de tamaño de píxel de \({50}\)-μm está limitada a nueve transistores, y la digitalización se cambia a un nivel ADC con enlace de choque. Se esfuerzan por lograr una velocidad de fotogramas y un ruido de \(24\,\text{kHz}\) y \(11\,\text {e}^{-}\text {rms}\), respectivamente.

La segunda cámara DSSC aborda el desafío del bajo ruido a altas velocidades de cuadro y actualmente se encuentra en construcción. La nueva cámara utiliza matrices de píxeles DEPFET en un proceso CMOS de alto voltaje de 350 nm, 2 polos y 3 metales de doble cara totalmente personalizado19. Este sensor de píxeles activo se basa en obleas de Si de alta resistividad de \(725\) μm de espesor que extienden no solo la eficiencia cuántica mucho más allá del régimen de rayos X suaves, sino que también actúan como escudo de radiación para las capas electrónicas detrás de la masa de Si completamente agotada. El sensor combina una capacitancia de entrada extremadamente baja para una excelente resolución de energía con una capacidad intrínseca de compresión de señal sin ningún procedimiento de conmutación de ganancia en el extremo frontal analógico. Las cargas de señal se recogen en una implantación de puerta interna integrada ubicada debajo de la puerta DEPFET del transistor para la modulación de la corriente de drenaje. Su perfil y forma de dopaje provocan la respuesta no lineal requerida y extienden el rango dinámico manteniendo la resolución de fotón único requerida en la región de ganancia lineal. Otros beneficios del enfoque DEPFET se refieren a su capacidad de reducir el tamaño de los píxeles por debajo de \(30\) μm19 y de lectura no destructiva para alcanzar un rendimiento de ruido subelectrónico11. Estas características subrayan la flexibilidad y el potencial futuro de este concepto de detector. Andricek et al.20 detallan una descripción general del desarrollo de los dispositivos DEPFET. Los autores presentan las aplicaciones DEPFET dividiendo los tipos de dispositivos en dos subgrupos: dispositivos estándar, utilizados en experimentos de física y astrofísica de alta energía, y dispositivos no estándar. Un ejemplo de estos últimos son el DEPFET con compresión de señal utilizado en microscopía electrónica de transmisión y el RNDR propuesto recientemente para la búsqueda de materia oscura.

Este trabajo resume las funcionalidades y propiedades de los módulos prototipo DSSC, equipados por primera vez con sensores CMOS-DEPFET de formato completo. En la sección "Cámara y métodos", se proporciona un resumen de los principales elementos básicos de la electrónica del cabezal de la cámara. Describimos las funcionalidades relevantes para el recorte de la electrónica frontal e introducimos los métodos experimentales para la verificación del rendimiento. La sección "Resultados" presenta los resultados de las pruebas de laboratorio de los parámetros clave individuales medidos en DESY. En particular, se tratarán la corriente de fuga de píxeles del sensor, la corriente de reposo DEPFET, la ganancia y el desplazamiento del canal electrónico en la región de ganancia lineal primaria, la compresión de ganancia y el ruido total. La valoración de los resultados obtenidos y la comparación con otros detectores se realizan en la sección “Discusión y perspectiva”.

La cámara de escalera opera una matriz de \(512\,\times \,128\) píxeles DEPFET y representa el bloque de construcción independiente más pequeño de la cámara de megapíxeles. Por lo tanto, esperamos que los resultados obtenidos de los prototipos en escalera también sean representativos de la cámara completa. Excepto por algunas funciones relacionadas con DEPFET, toda la electrónica comparte el mismo diseño que la versión de cámara mini-SDD. Para obtener un resumen más detallado, remitimos a los lectores a la revisión del mini-SDD7. Se pueden encontrar descripciones detalladas de las funciones individuales de todos los subconjuntos en las citas correspondientes que se mencionan a continuación.

La cámara en escalera consta de un módulo de plano focal (FPM), cuatro placas reguladoras (RB), una placa de E/S central (IOB) y una placa de interconexión de módulos (MIB). El FPM consta de una estructura metálica, una placa principal, un disipador de calor y dieciséis circuitos integrados para aplicaciones específicas (ASIC) montados en dos sensores CMOS-DEPFET21. Su placa principal distribuye los voltajes de alimentación relacionados con el ASIC y los sensores, así como sus señales de reloj y control. Los RB proporcionan suministros permanentes y cíclicos para los ASIC y la placa principal22. Los controladores de puerta integrados (GD) generan pulsos para eliminar las cargas de señal recopiladas por las puertas internas de la matriz DEPFET. El IOB concentra los datos de los ASIC en cuatro enlaces \({3.125}{\text{-}}{\text{Gbit}/{\rm s}}\), controla los RB y proporciona el ciclo del DEPFET. voltajes de fuente y puerta23. La MIB proporciona las señales de control para los GD mediante amplificadores de módulo integrados (MA)22 y recopila todos los canales de fuente de alimentación, reloj y datos. Un único cable flexible conecta la electrónica de escalera a la electrónica periférica del panel de conexión, que se encuentra fuera de la cámara de vacío. Su placa base representa la interfaz para fuentes de alimentación externas y alberga el transceptor del panel de conexión (PPT) y la placa de bloqueo de seguridad (SIB). El PPT lee los flujos de datos de cuatro IOB (en nuestra configuración solo hay una escalera conectada), los concentra en un formato de datos adecuado en cuatro enlaces ópticos de 10 Gigabit-Ethernet y admite una operación sincronizada con la máquina del detector23. El SIB protege el detector identificando anomalías y probables situaciones peligrosas en la cámara de vacío y las cajas de energía24.

El FPM está equipado con dos sensores monolíticos de \(256\,\times \,128\) píxeles DEPFET. Cada sensor está dividido en ocho octantes eléctricamente independientes, compuestos de \(64\,\times \,64\) píxeles, que comparten una única ventana frontal en la parte inferior del sensor. El DEPFET está polarizado en una configuración de fuente común y, por lo tanto, la fuente DEPFET y los contactos de puerta se comparten en forma de octante, mientras que sus contactos de drenaje están conectados por enlace de píxeles a la cadena de procesamiento de señal del ASIC de lectura.

La Figura 1 muestra un diagrama de bloques simplificado de la electrónica a nivel de píxel. El circuito frontal consta de una etapa cascodo para fijar el voltaje de drenaje del DEPFET y una fuente de corriente programable (4 bits gruesos) para hundir la corriente quiescente del DEPFET IDEPFET. La regulación fina del circuito de compensación de corriente (CC) se obtiene a través de una rama analógica adicional que consta de un condensador (Chold) y un interruptor (Iprog) que conecta la salida del filtro de condensador invertido (FCF)25. CC se sintoniza automáticamente antes de la llegada de un tren de rayos X (señal cero). El filtro variable en el tiempo implementa una función de ponderación trapezoidal y realiza un filtrado de ruido óptimo a la velocidad de lectura prevista. Sus parámetros de temporización clave son programables en pasos de tiempo de 1,44 ns y cuatro condensadores de retroalimentación (Cint) proporcionan flexibilidad de ganancia gruesa para hacer frente a diferentes requisitos experimentales. El diagrama de tiempos para los dos modos de funcionamiento se describe en la Fig. 2a. En funcionamiento normal (normal op.), el filtro integra dos veces la corriente DEPFET. En la primera fase (1er tinte) integra la corriente de polarización residual (medición de línea base (BL)), y en la segunda fase (2º tinte) integra la corriente de señal DEPFET (medición de señal BL +). Dado que la capacitancia de retroalimentación se invierte entre la primera y la segunda integración (Cint flip), la salida del filtro al final de la segunda fase ya es una medida de la señal restada de la línea base. Gracias a su flexibilidad, el filtro también se puede programar para integrar sólo la corriente de señal a expensas de la resta BL (int. simple). En cualquier caso, la duración de la integración señal-corriente está controlada por el tinte del interruptor. Como se ilustra en la Fig. 1, dos condensadores de muestreo y retención (Cs&h1,2) funcionan en forma de doble búfer (alternando muestreo y lectura) en la salida del filtro. Un ADC de 9 bits tipo Wilkinson de pendiente única realiza la conversión de analógico a digital26. El voltaje en Cs&h se incrementa con una fuente de corriente programable Iramp (6 bits finos más bits de doble corriente). Se mide el tiempo necesario para que la rampa alcance una tensión de referencia (Vref2). Las marcas de tiempo codificadas en Gray de 8 bits se proporcionan en columnas a aproximadamente \(695\,\text{MHz}\), lo que proporciona un tamaño de contenedor de \(720\,\text{ps}\) (doble borde fichaje). El noveno bit (Ov) se genera en píxeles para ahorrar área de enrutamiento. La corriente de rampa programable permite un ajuste fino de la ganancia del ADC con una resolución de aproximadamente \(2\%\). Además, el ADC proporciona un recorte de compensación ajustando el retraso entre el inicio del contador (Inicio de rampa) y la inyección de corriente en Cs&h1,2. El circuito de retardo controlable de 4 bits permite una granularidad de compensación mejor que el \(10\%\) del tamaño del contenedor ADC. Ambas capacidades de recorte son necesarias para minimizar la tasa de error de píxeles en el nivel de sensibilidad de un fotón por contenedor y por debajo de él7,26. Para fines de prueba, ajuste y calibración, hay disponible en el chip un convertidor digital a analógico (DAC) global de 13 bits. El voltaje programable se proporciona a un espejo de corriente interno de píxel para la inyección de corriente pulsada en la entrada negativa del FCF durante la medición (Measure) o se proporciona a su entrada positiva para el ajuste del ADC (Trim) durante la operación en modo de búfer FCF (Reset/ Buffer).

Diagrama de bloques simplificado de la electrónica a nivel de píxel.

Diagrama de tiempos simplificado de un ciclo de adquisición único (a) que muestra los modos de integración normal y único. Se utilizan modos especiales en integración simple (b) para la caracterización de la corriente de fuga y la respuesta no lineal.

Se ha definido una secuencia de temporización especial para medir la corriente de fuga que fluye hacia cada píxel y explotar las características de respuesta no lineal del dispositivo DEPFET (cf. Fig. 2b). El FCF se configura en modo de integración única y la puerta interna (IG) DEPFET se borra solo al comienzo del tren. De esta manera, la carga recaudada se integra en el IG durante varios ciclos de adquisición y se muestrea. Además, mediante una fuente de luz pulsada sincronizada con el sistema, es posible aumentar la carga inyectada en cada ciclo para escanear la respuesta del DEPFET durante varios ciclos de adquisición, relajando así las limitaciones de potencia de la fuente de luz.

El cabezal de la cámara en escalera estaba alojado en una cámara de vacío operada a una presión de \(5\,\times \,10^{-2}\,\text{mbar}\). Se diseñó un sistema de refrigeración basado en Peltier para hacer frente a la disipación de energía en el vacío de la escalera DEPFET que resultó de hasta \(18,6\,\text{W}\), lo que corresponde, para el detector de 1 megapíxel, a \( 298\,\text{W}\) en vacío y \(412\,\text{W}\) considerando la electrónica de vacío exterior. A modo de comparación, las cifras del mini-SDD son \(9.3\,\text{W}\)7, \(149\,\text{W}\) y \(263\,\text{W}\), respectivamente . La diferencia en la disipación de potencia se debe principalmente a la electrónica adicional clara de DEPFET (MA y GD), así como a la corriente de reposo DEPFET. En los experimentos presentados aquí, el enfriador mantuvo la temperatura del sensor constante en alrededor de \(18\,^{\circ }\text{C}\) para evitar cualquier sobrecalentamiento del sistema y garantizar la estabilidad térmica. Se colocó una brida con una ventana Kapton frente al FPM para usar una fuente radiactiva de 55Fe fuera de la cámara de vacío para la calibración de energía por píxeles en el rango de ganancia lineal, o para usar un diodo láser pulsado externo (iluminación por octante). con \(100\,\text{ns}\) pulsos largos a una longitud de onda de emisión de 940 nm) para la determinación de ganancia en el rango no lineal. En ambos casos, la distancia entre la fuente y la parte trasera del sensor era de aproximadamente \(5\,\text{cm}\). Tenga en cuenta que la ventana de entrada de los sensores tiene un filtro de Al de bloqueo de luz de \(150\,\text{nm}\) de espesor solicitado por el instrumento SQS, que podría reducirse fácilmente a \(30\,\text{nm} \) (cámara mini-SDD) que aumenta la eficiencia cuántica a bajas energías. En la Fig. 3 se muestra una imagen de la configuración del vacío.

Vista de la cámara de vacío del laboratorio y particular de una escalera CMOS-DEPFET durante la campaña de medición.

En todas las mediciones, se utilizó el modo de ciclo de energía con \(600\) μs de tiempo activo prolongado a una tasa de repetición de \(10\,\text{Hz}\). La escalera se operó predominantemente a una velocidad de fotogramas de \(2,25\,\text{MHz}\). Esta velocidad de operación relaja los intervalos de tiempo críticos para la operación entre los pulsos de borrado/reinicio y el ciclo de integración (ver Fig. 2a: “crítico”). De esta manera, fue posible optimizar los niveles y la sincronización de los voltajes de fuente (S), puerta (G), limpieza (C) y puerta libre (CG) (Fig. 1). Después de la optimización, los modos de 4,5 MHz y 1,125 MHz se operaron con éxito. Se utilizó un tinte de tiempo de integración = \(50\,\text{ns}\) y un ancho de pulso claro de \(50\,\text{ns}\). Los niveles bajos de limpieza y de puerta despejada (\(7.5\,\text{V}\) y \(4.5\,\text{V}\)), así como los voltajes de fuente y de puerta (\(5\,\ text{V}\) & \(\sim 2.5\,\text{V}\)) se encienden \(16\) μs antes del inicio de un tren de grupo y se apagan al final. Los niveles altos de limpieza y de puerta de limpieza (\(20.5\,\text{V}\) y \(11\,\text{V}\)) se pulsan después de cada grupo para eliminar la carga recolectada entre dos ciclos de adquisición. . El IOB controla el retraso de operación crítica (\(7.5\,\text{ns}\) & \(5\,\text{ns}\)) y el ancho (\(50\,\text{ns}\) & \(37.5\,\text{ns}\)) de las dos señales de forma independiente. También se preparó una configuración de temporización correspondiente para una velocidad de fotogramas de 4,5 MHz (tint = \(30\,\text{ns}\)) y se probó después de la optimización. Para probar el rendimiento del ruido a velocidades de cuadro más bajas, se explotó una secuencia de 1,125 MHz con tinte = \(300\,\hbox {ns}\) en diferentes Cint.

La primera operación que se debe realizar después de encender el sensor es recortar la sección gruesa del circuito CC para minimizar la cantidad de IDEPFET que fluye al FCF. Esto se hace eligiendo la configuración aproximada que permite un voltaje en Chold, llamado Vhold, maximizando el rango dinámico de la rama analógica. Para lograr esto, el ADC en píxeles se utiliza para medir Vhold antes del inicio del tren del grupo al final de la fase de Iprog. Por lo tanto, la ganancia del ADC se ecualizó previamente para uniformar la respuesta de todos los píxeles.

La cantidad de IDEPFET que fluye hacia cada píxel se puede estimar mediante el conocimiento de la configuración gruesa de CC y el Vhold medido gracias a las simulaciones de nivel del circuito CC de las características de transferencia. La Figura 4a muestra el mapa de la corriente de reposo DEPFET para un voltaje de puerta de \(2.5\,\hbox {V}\). La electrónica y la fuente de alimentación permiten ajustar los voltajes de fuente y puerta de forma independiente para los dos sensores del FPM, permitiendo así la posibilidad de ajustar las corrientes promedio de drenaje del sensor para obtener una respuesta uniforme en el plano focal. Este es un paso importante para ecualizar también la ganancia de DEPFET en la región lineal, siendo proporcional a \(\sqrt{I_{DEPFET}}\)27. Para este propósito, se recortó el CC y se calculó la corriente promedio por píxel para tres voltajes de compuerta (VG) diferentes. Las características de transferencia (IDEPFET vs. VG) permiten encontrar los voltajes de compuerta para obtener el punto de trabajo deseado de \(100\) μA/píxel. Los voltajes de compuerta finalmente elegidos fueron \(2.4\,\hbox {V}\) y \(2.71\,\hbox {V}\) correspondientes a un IDEPFET promedio de \(99\) μA y \(101\) μA. para el sensor 1 y el sensor 2, respectivamente. El voltaje de la fuente se mantuvo fijo en \(5\,\hbox {V}\). El mapa de la distribución actual después de la ecualización, así como la comparación de la distribución con la condición de sesgo inicial se muestran en las Fig. 4b, c. Un total de 89 píxeles (\(0,14\%\)) fueron excluidos del cálculo promedio debido a las altas corrientes de fuga o defectos que impiden el correcto funcionamiento del circuito CC. Estos incluyen los píxeles de las dos columnas parciales del sensor 1, donde un defecto en el medio de la columna impide el funcionamiento de los píxeles posteriores.

(a) Mapa de corriente en reposo DEPFET de la escalera (512 \(\times\) 128 píxeles) cuando ambas puertas del sensor están polarizadas en \(2.5\,\hbox {V}\). Las marcas marcan la separación octante del sensor (64 píxeles). El sensor 1 (izquierda) muestra una corriente promedio ligeramente por debajo del valor objetivo de \(100\) μA, mientras que la corriente del sensor 2 (derecha) es más de \(10\%\) superior. (b) Corrientes después de la ecualización. (c) Distribuciones de IDEPFET antes (azul) y después (magenta) de la ecualización.

Después de la ecualización de la corriente de reposo promedio, se evaluó la ganancia global del sistema. Se utilizó una fuente radiactiva de 55Fe (\(650\,\hbox {MBq}\)) para irradiar un sensor a la vez, logrando un flujo de fotones promedio en el sensor de aproximadamente \(1,53\,\times \,10^ {-4}\,\hbox {foton}/\hbox {pixel}/\hbox {frame}\), que corresponde a \(281\,\hbox {photon}/\hbox {pixel}/\hbox {s }\). La fuente radiactiva es una fuente asíncrona y, por lo tanto, la parte superior plana de la función de ponderación del filtro se extendió a \(500\,\hbox {ns}\) para garantizar una relación pico-estante adecuada en el espectro adquirido. (tinte = \(50\,\hbox {ns}\)). Esta variación de tiempo no altera la ganancia del sistema, pero aumenta la duración efectiva del ciclo de adquisición y, por lo tanto, el número de fotogramas adquiribles se redujo en consecuencia para evitar exceder la potencia de la electrónica dentro del tiempo activo de \(600\) μs. Los otros retrasos de tiempo no cambiaron con respecto a la configuración original de 2,25 MHz. Se seleccionó el Cint más bajo del FCF para obtener la ganancia aproximada máxima en el tiempo de integración dado, y el ADC se recortó previamente a su ganancia nominal. Se adquirieron un total de más de 13.000 trenes de 400 fotogramas cada uno y se extrajeron los datos del histograma de cada píxel. Los espectros de un solo píxel se equiparon con una función de ajuste simplificada derivada del trabajo de Schlee28. En particular, el pico del pedestal se equipó con una función gaussiana simple, mientras que el ajuste de pico Mn \(\hbox {K}_{\upalpha }\) y \(\hbox {K}_{\upbeta }\) comprende una Función gaussiana para los picos y función de estante para reducir el error de ajuste en la posición del pico. La ganancia promedio no recortada resultante fue \(5.07\,\text {ADU}/\,\hbox {keV} \pm 3.62\%\) correspondiente a una sensibilidad de \(197\,\hbox {eV}/\,\ texto {ADU}\). Como el ADC se recortó anteriormente, la dispersión se debe principalmente a la variación de píxel a píxel en el FCF, así como a variaciones del proceso en la producción del sensor.

Para evaluar las capacidades de recorte del sistema, se realizó un recorte de ganancia fuera de línea con una ganancia objetivo de \(5\,\text {ADU}/\,\hbox {keV}\). La ganancia del ADC se midió en píxeles utilizando el circuito de inyección de corriente en píxeles y se generó una tabla de consulta de la ganancia del ADC. Luego, la relación de ganancia obtenida de la tabla de consulta se utilizó para realizar una calibración cruzada de cada ganancia del ADC, conociendo la ganancia absoluta de la medición de la fuente radiactiva. Finalmente, se seleccionó y aplicó al FPM la configuración de ganancia ADC con calibración cruzada más cercana. Para la verificación se tomó una nueva adquisición de espectro y se analizó con el mismo método descrito anteriormente. Se obtuvo una ganancia final de \({5.00\,\text {ADU}/\,\hbox {keV}} \pm 2.09\%\) que corresponde a una sensibilidad de \(200\,\hbox {eV}/ \,\text {ADU}\), muy en línea con las expectativas y las capacidades de recorte del ADC. Se excluyeron del análisis menos de 400 píxeles (\(0,6\%\)). Estos incluyen principalmente píxeles con alta fuga y píxeles que muestran una baja sensibilidad. En las figuras 5a, b se muestran un mapa y un histograma de la sensibilidad después del recorte. También se evaluó la capacidad de recorte compensado del ADC. Para cada paso de compensación, se realizó una adquisición oscura y se colocó el pico del pedestal. Se calculó el error con respecto al centro del contenedor y se eligió la configuración de compensación final como la configuración con el error de compensación mínimo. Como se ilustra en la Fig. 5c, d, todas las compensaciones de píxeles se encontraron en el rango \(\pm 0.1\,\text {ADU}\) con una dispersión de \(0.02\,\text {ADU}\). \(0.5\%\) de los píxeles mostraron inestabilidades, lo que corresponde a los píxeles donde no fue posible determinar la ganancia. Estos fueron excluidos del cálculo.

Distribución de sensibilidad (a) y mapa (b) del sistema después del recorte fuera de línea dirigido a \(200\,\hbox {eV}/\,\text {ADU}\). Distribución de errores de compensación (c) y mapa (d) después del recorte.

En el siguiente paso, se midió la corriente de fuga de píxeles. La secuencia de tiempo especial descrita en la sección "Cámara y métodos" (cf. Fig. 2b) se utilizó para medir la carga inducida por fugas dentro del lapso de tiempo de 400 fotogramas. Se promediaron 1.000 trenes adquiridos cuadro por cuadro y la rampa resultante se ajustó con un modelo de regresión lineal. Teniendo en cuenta la sincronización del sistema y la calibración, la corriente de fuga de cada píxel se calculó mediante

donde S[ADU/s] es la pendiente, G[ADU/eV] la ganancia de píxel, \(E_{eh} = 3.6\,\hbox {eV}\) la energía para crear un par electrón-hueco en Si, y e la carga del electrón. La corriente de fuga promedio por píxel fue \(1,35\,\hbox {pA}\) correspondiente a una densidad de corriente de \(2,8\,\hbox {nA}/\hbox {cm}^{2}\). El mapa de corriente de fuga se muestra en la Fig. 6. En total, se excluyeron del análisis menos de 950 píxeles (\(1,4\%\)) debido principalmente a la falta de información de ganancia o a problemas de medición causados ​​por una corriente de fuga demasiado alta.

Mapa de corriente de fuga de DEPFET que muestra una corriente de fuga promedio por píxel de \(1,35\,\hbox {pA}\) a temperatura ambiente.

En otro experimento, las características de respuesta no lineal se midieron en modo ADC de 9 bits. Se utilizaron cuatrocientos pulsos láser consecutivos de \(100\,\hbox {ns}\) de longitud para generar una carga de señal en la puerta interna de los píxeles. Para ello, se utilizó nuevamente el esquema de temporización de medición de la corriente de fuga (ver Fig. 2b). La carga integrada se midió con una ganancia adecuada para explorar las características no lineales. Por lo tanto, se adquirió un nuevo espectro de 55Fe con la misma condición de ganancia para realizar una calibración cruzada de la carga inyectada para cada píxel, lo que resultó en una sensibilidad de \(473 \pm 22\,\hbox {eV}/\,\text {ADU} \). La superposición de las características de respuesta de 63.498 píxeles (\(96,9\%\)), así como la curva promedio resultante, se muestran en la Fig. 7a. Los valores atípicos contienen píxeles con alta fuga, píxeles con errores de calibración y píxeles con un nivel de iluminación insuficiente. A partir de la curva promedio es posible calcular la compresión de ganancia como la relación entre la pendiente en el rango lineal versus la pendiente para energías superiores a \(1,5\,\hbox {MeV}\), lo que da como resultado una relación de compresión de 73,7. Además, es posible estimar el rango dinámico (DR) extrapolando la curva de respuesta promedio por encima del valor máximo medido. Teniendo en cuenta los niveles de ganancia y saturación de la electrónica frontal, el DR promedio es \(2.13\,\hbox {MeV}\) correspondiente a \(591\,\hbox {k}\text {e}^{ -}\) o 4500 fotones de una energía de \(473\,\hbox {eV}\) a un fotón por resolución de contenedor.

(a) Superposición de características DEPFET con la característica promedio (curva roja) \(\pm 3\sigma\) (curvas discontinuas). (b) muestra la distribución de la posición de energía del primer punto en las características de respuesta no lineal.

El mínimo de la segunda derivada de las características de respuesta representa la posición del primer cambio de ganancia DEPFET (primer giro). Se calculó y se encontró una energía de torsión promedio de \(80,61 \pm 5,44\,\hbox {keV}\). La Figura 7b muestra la dispersión de la primera energía de torsión.

Finalmente, la ENC se midió en la misma configuración de ganancia que para las mediciones anteriores pero sin el tiempo de superficie plana aumentado utilizado para la medición de 55Fe (tiempo de superficie plana \(43.2\,\hbox {ns}\)). Gracias a las capacidades de recorte compensado del sistema, utilizamos el borde de un contenedor ADC como filo de navaja para medir el ancho del pedestal. En primer lugar, se determinó el tamaño del paso de desplazamiento de píxeles utilizando el método descrito por Hansen et al.26. Para los 16 pasos de compensación posibles, se generó una rampa y se adquirió una señal utilizando la corriente de fuga DEPFET siguiendo la misma técnica que para su medición. Las 16 rampas fueron equipadas con una regresión lineal. La pendiente de la regresión lineal posterior de las intersecciones versus la configuración de compensación determina el tamaño de paso promedio de compensación de \(133.8 \pm 21.3\,\hbox {ps}\). Luego se midió el ancho del pedestal adquiriendo un recorrido oscuro de 250 trenes para cada configuración de desplazamiento. Se extrajo el número de recuentos por encima de un contenedor ADC de referencia y se ajustó la función de distribución acumulativa resultante para extraer el ancho del pedestal. Luego se calculó la ENC teniendo en cuenta la ganancia calibrada de \(5.00\,\text {ADU}/\hbox {keV}\). En un tiempo de integración de \(50\,\hbox {ns}\), se midió una ENC promedio de \(20.7 \pm 3.1\,\text {e}^{-}\text {rms}\). La Figura 8 muestra el histograma y mapa del ruido.

Distribución (a) y mapa (b) de la tarifa por ruido equivalente.

Durante la campaña de prueba mencionada anteriormente utilizando el primer prototipo de escalera, se probó una segunda escalera para confirmar los resultados obtenidos con el primer prototipo e investigar más a fondo el ruido y el rendimiento del rango dinámico del sistema en diferentes condiciones operativas del ASIC. Los voltajes de polarización y la temporización de DEPFET se mantuvieron fijos, así como la corriente de reposo objetivo de \(100\) μA. Para cada frecuencia operativa, se realizó una adquisición de espectro y un análisis de ruido utilizando los mismos métodos descritos anteriormente para el primer prototipo. Además, se extrapoló el DR para cada píxel. Porro29 describe el método de determinación de DR para el generador de imágenes DSSC. Primero, el ASIC DR se determinó restando el nivel de saturación de cada píxel de la posición del centroide del pedestal. Luego se tuvo en cuenta la respuesta no lineal, es decir independiente de la configuración de ganancia del ASIC. Debido a la falta de datos en niveles altos de inyección para todos los píxeles de la escalera, se utilizaron las características promedio de los 165 píxeles que muestran una inyección de hasta \(1,5\,\hbox {MeV}\). Para cubrir el rango de energía requerido para alcanzar la saturación del ASIC, la respuesta se extrapoló mediante una regresión lineal de los últimos \(100\,\hbox {keV}\) para alcanzar el límite de saturación del ASIC.

En un primer experimento, se aplicaron las mismas condiciones que la primera escalera sometida a prueba. A la frecuencia operativa de \(2.25\,\hbox {MHz}\) y un tiempo de integración de \(50\,\hbox {ns}\), se obtuvo el mismo rendimiento de bajo ruido. Para la ganancia recortada y calibrada de \({5.05\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2.2\%}\) la ENC resultante fue \(18.5 \pm 2.7\,\text {e}^ {-}\texto {rms}\). La DR promedio fue \(19\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). El mismo análisis se realizó con dos configuraciones de ganancia más bajas aumentando Cint del FCF, pero omitiendo el recorte de ganancia. Con una ganancia de \({2.2\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 4.4\%}\) y \({1.63\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 5.3 \%}\), una ENC de \(26.6 \pm 6.4\,\text {e}^{-}\text {rms}\) y \(34.4 \pm 9.5\,\text {e}^{- }\text {rms}\), y un DR de \(489\,\hbox {k}\text {e}^{-}\) y \(1.345\,\hbox {M}\text {e} ^{-}\) se pueden obtener, respectivamente.

Otra frecuencia de interés para el sistema es \(1.125\,\hbox {MHz}\) que corresponde a la frecuencia máxima de patrón de grupo utilizada actualmente en los experimentos de la cámara mini-SDD. Esto representa también la frecuencia máxima de grupo prevista en la próxima actualización de onda continua de EuXFEL en el llamado modo de pulso largo30. Este modo permite aumentar el tiempo de integración hasta \(300\,\hbox {ns}\) para obtener el mejor rendimiento de ruido del DSSC. En dos experimentos, se cambió el valor del condensador de retroalimentación FCF para explorar el rendimiento con ganancia baja, para mayor DR, y con ganancia alta, para obtener el mejor rendimiento de ruido. La ganancia más baja obtenida fue \({2.5\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 5.5\%}\) y una ENC de \(20.14 \pm 5.6\,\text {e}^{- }\texto {rms}\). En el modo de alta ganancia, alcanzamos \({13.4\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2.2\%}\) y una ENC de \(10.5 \pm 2.1\,\text {e}^ {-}\texto {rms}\). Los DR fueron \(165\,\hbox {k}\text {e}^{-}\) y \(7\,\hbox {k}\text {e}^{-}\) en niveles bajos y altos ganancia, respectivamente.

Para explorar las capacidades espectroscópicas del sistema, aumentamos aún más la ganancia general cerca de los límites del sistema duplicando la ganancia del ADC, pero manteniendo un margen para el recorte fino de la ganancia. Una ganancia final de \({26.8\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2.5\%}\) conducía al mejor rendimiento acústico de \(9.8 \pm 1.4\,\text {e} ^{-}\text {rms}\). La Figura 9 muestra un espectro de 55Fe representativo de un píxel de muestra. A modo de comparación, se muestra un espectro de un macropíxel de una muestra de la etapa de desarrollo inicial de la fabricación CMOS-DEPFET, una única estructura DEPFET rodeada por anillos de deriva tipo SDD. La medición se realizó en \(-50\,^{\circ }\hbox {C}\) y \({3}\)-μs tiempo de conformación19. También se muestra un histograma reagrupado, donde se fusionan dos contenedores para mitigar los efectos DNL31 (cf. 2 contenedores). El DNL se debe principalmente a la distribución del ciclo de trabajo en la distribución de la marca de tiempo en la matriz. El DR promedio en esta configuración es \(5\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Finalmente, evaluamos el rendimiento a la frecuencia operativa máxima de \(4.5\,\hbox {MHz}\). Esta frecuencia de funcionamiento es crucial para la secuencia de temporización y no permite ninguna libertad en la elección de los parámetros. En particular, se utilizó un tiempo de integración de \(30\,\hbox {ns}\) para mantener sin cambios el esquema de temporización DEPFET. La ganancia del ADC se mantuvo fija, pero el cambio en el tiempo de integración redujo la ganancia inicial en aproximadamente un \(40\%\). Finalmente se obtuvo una ganancia promedio de \({3.12\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 3.65\%}\) y el análisis ENC reporta un ruido de \(25.5 \pm 5.3\,\ text {e}^{-}\text {rms}\) confirmando las actuaciones simuladas del sistema. La DR promedio estimada fue \(26\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Todos los resultados se resumen en la Tabla 1.

Espectro de 55Fe (a) obtenido en \(1.125\,\hbox {MHz}\) que muestra las capacidades espectroscópicas del sensor en \(18\,^{\circ }\hbox {C}\) y un tiempo de integración de 300 ns y un aumento del tiempo de superficie plana de \(500\,\hbox {ns}\). (b) Amplíe la región del pico de Mg y un espectro de referencia de un macropíxel de una muestra de la etapa de desarrollo inicial de la fabricación CMOS-DEPFET medida en \(-50\,^{\circ }\hbox {C}\) y \({3}\)-μs tiempo de conformación (curva roja).

En la Fig. 10 se presenta un resumen del rendimiento de la escalera CMOS-DEPFET junto con los sistemas detectores de última generación antes mencionados con los datos disponibles en la literatura2,4,12,13,14,15,16,17.

Comparación de cifras clave para diferentes detectores con respecto al detector CMOS-DEPFET (símbolos de colores). (a) Ruido frente a la velocidad de fotogramas máxima, junto con una tabla general sobre el tamaño de píxel y el grosor activo (Thk), ambos en μm. (b) Rango dinámico versus ganancia, donde los datos de ganancia para ePixM y sxCMOS no están disponibles. (c) Rango dinámico versus ruido, y (d) Ruido versus ganancia, donde nuevamente los datos de ganancia para ePixM y sxCMOS no están disponibles.

Como se puede ver en la Fig. 10a, la ENC lograda con las escaleras prototipo es comparable a los detectores de rayos X suaves en todas las frecuencias de operación. La excelente figura de ruido de \(9,8\,\text {e}^{-}\text {rms}\) se obtiene a una velocidad de fotogramas máxima de \(1,125\,\hbox {MHz}\). La electrónica en píxeles es capaz de mantener una velocidad de cuadro de MHz continua con un excelente rendimiento de ruido. En comparación con el detector en funcionamiento en EuXFEL, DSSC se coloca en una posición única que puede hacer frente al patrón de agrupamiento XFEL en los niveles ENC de los detectores de rayos X blandos.

DSSC presenta generalmente una ganancia más baja en comparación con todas las alternativas de detectores. Esto se asocia principalmente a la menor resolución del ADC y, por tanto, a la necesidad de ajustar la sensibilidad del detector a la energía del fotón incidente para maximizar el rendimiento. El punto de compresión de la primera ganancia del CMOS-DEPFET está en aproximadamente \(80\,\hbox {keV}\) y, por lo tanto, el DR alcanza el nivel de otros detectores de rayos X suaves cuando el ASIC se opera con ganancias más bajas (Fig. 10b). ). Dependiendo de la aplicación del usuario final, se puede optimizar la resolución de fotón único o la DR (Fig. 10c). Reducir la energía del fotón, aumentando así la ganancia para lograr una resolución de fotón único, reduce la DR alcanzable (Fig. 10d).

La escalera equipada con DEPFET mostró sus características únicas y abre nuevas posibilidades en la obtención de imágenes de rayos X a una velocidad de cuadro de megahercios. La arquitectura frontal junto con el sensor CMOS-DEPFET demostró ser una base excelente para futuros desarrollos en detectores de rayos X suaves de bajo ruido a velocidades de lectura máximas. El rango dinámico DEPFET se puede adaptar aún más a la aplicación modificando la forma de las características de respuesta no lineal, por ejemplo, moviendo los puntos de ganancia a energías más bajas. Finalmente, la posibilidad de escalar el tamaño de píxel, junto con el uso de nodos tecnológicos más pequeños para los ASIC de lectura, permitirá construir cámaras de mayor resolución espacial con velocidad de lectura de megahercios, alto rango dinámico y máxima sensibilidad de fotón único. Además, con una gestión de energía adecuada, también es posible el funcionamiento en CW a velocidades de grupo más altas. Esto haría que DEPFET y DSSC fueran atractivos para muchas instalaciones más allá de EuXFEL.

Se operaron y caracterizaron con éxito dos prototipos de escalera DSSC equipados con sensores CMOS-DEPFET. La primera campaña de pruebas de laboratorio confirma la funcionalidad de la electrónica y del lector ASIC y muestra las excelentes prestaciones que se pueden lograr con los nuevos sensores. Se evaluaron experimentalmente las cifras de ganancia y ruido y se propuso un método para escanear la respuesta no lineal. Esto permitió la estimación del rango dinámico. Los prototipos se operaron a diferentes velocidades de lectura para explorar las capacidades del sistema. El rendimiento demostrado cumple con los requisitos de los instrumentos de rayos X blandos EuXFEL y comenzamos la producción en serie para construir la cámara completa.

Los datos presentados en este estudio están disponibles previa solicitud razonable al autor correspondiente.

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El desarrollo descrito en este trabajo fue iniciado y coordinado por la europea XFEL (EuXFEL) GmbH, Schenefeld, Alemania, en el marco del proyecto DEPFET Sensor with Signal Compression (DSSC). La implementación del DSSC ha sido llevada a cabo por el consorcio DSSC. Aquí los autores agradecen a todos los miembros actuales y anteriores del consorcio por su valiosa contribución al proyecto. Los autores agradecen a A. Venzmer y E. Wüstenhagen, DESY, Hamburgo, Alemania, por la producción, integración y prueba de subconjuntos y la preparación de las herramientas y configuraciones de prueba. La publicación está financiada por la Deutsche Forschungsgemeinschaft (DFG, Fundación Alemana de Investigación)—491245950.

Financiamiento de Acceso Abierto habilitado y organizado por Projekt DEAL. La financiación fue proporcionada por Deutsche Forschungsgemeinschaft (Fundación Alemana de Investigación) (Subvención No. 491245950).

Sincrotrón electrónico alemán DESY, Notkestr. 85, 22607, Hamburgo, Alemania

Stefano Maffessanti, Karsten Hansen, Pradeep Kalavakuru y Christian Reckleben

PNSensor GmbH, 81739, Múnich, Alemania

Stefan Aschauer y Lothar Strüder

Departamento de Electrónica, Información y Bioingeniería, Politecnico di Milano, 20133, Milán, Italia

Andrea Castoldi y Carlo Fiorini

Instituto Nacional de Física Nuclear, Sección Milán, 20133, Milán, Italia

Andrea Castoldi y Carlo Fiorini

EXTOLL GmbH, 68159, Mannheim, Alemania

Florian Erdinger

Instituto de Ingeniería Informática (ZITI), Universidad de Heidelberg, 69120, Heidelberg, Alemania

Peter Fischer

XFEL europeo, Holzkoppel 4, 22869, Schenefeld, Alemania

Helmut Klär y Matteo Porro

Departamento de Ingeniería y Ciencias Aplicadas, Universidad de Bérgamo, 24044, Dalmine, Italia

Massimo Manghisoni

Instituto Nacional de Física Nuclear, Sección Pavía, 27100, Pavía, Italia

Massimo Manghisoni

Universidad de Siegen, 51228, Siegen, Alemania

Lothar Strüder

Departamento de Ciencias Moleculares y Nanosistemas, Universidad Ca' Foscari de Venecia, 30172, Venecia, Italia

Mateo Porro

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SM y KH concibieron la campaña de medición y escribieron el manuscrito. SM realizó las mediciones y el análisis de datos. AC contribuyó a la estrategia de medición y al análisis de datos. PK y CR contribuyeron a la optimización de la configuración experimental y diseñaron el digitalizador. SA y LS diseñaron el CMOS-DEPFET y coordinaron la producción. CF coordinó el diseño frontal. KH coordinó el diseño del módulo y contribuyó al diseño del digitalizador y del sistema. MM diseñó los circuitos de inyección y E/S y coordinó las pruebas del módulo básico. FE diseñó los circuitos de control digital, SRAM y el diseño global. PF coordinó el desarrollo del ASIC y contribuyó al concepto del sistema. HK contribuyó al diseño de las placas de circuito impreso y de las herramientas de prueba. MP coordinó el proyecto DSSC y contribuyó al concepto del sistema y la lectura electrónica. Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Stefano Maffessanti.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Maffessanti, S., Hansen, K., Aschauer, S. et al. Un módulo CMOS-DEPFET de 64k píxeles para el generador de imágenes DSSC de rayos X suaves que funciona a velocidades de cuadro de MHz. Informe científico 13, 11799 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-38508-9

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Recibido: 04 de octubre de 2022

Aceptado: 11 de julio de 2023

Publicado: 21 de julio de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-38508-9

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